��}�+�可見∑,隻要積分器的輸出動態範圍能容納梳狀濾波器兩個減操作數的最大差值,就不會造成濾波結果的溢出。當x(n)為單位階越輸入時,這個差值為RM,即單級濾波器的直流增益。
CIC根據式()和式(),當M、n和R增長時,動態範圍需4-484-49要根據直流增益擴展,寄存器位寬增加b=「NRM?()()Δlog2bit4-50出於數據傳送速率和存儲器容量的考慮,必須對輸出進行截斷處理,的論文對此做了分析,通過設計可以保證級間截斷噪聲HogenauerN
2的累計效果σT,k不超過直接對輸出截斷引入的噪聲σ2T,N+21=k=∑1(Bi+b-Bo)12Δ,並推導出濾波器每級寄存器可以丟棄的最低有效位為:2
12σ2T,N+21Bk?16」()2
≤logNPk24-512
其中Pk2=(hk[n])2為k級寄存器後的方差增益。根據這個n
公式,我們可以∑計算每級寄存器字長的程序。
4.4.3FIR濾波器的設計方法在軟件無線電中大量使用有限衝擊響應濾波器,主要是因FIR為它相對無限衝擊響應濾波器而言,具有以下一些優點:IIR·122·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計()可以實現嚴格的線性相位特性:隻要h(n)是實數,就以1
N-1為中心對稱。
2()總是穩定的:濾波器係統函數的極點位於Z平麵原點,2FIR它總是穩定的。當采用非遞歸結構實現時,不存在輸出對輸入的反饋,係數量化或有限字長運算對濾波器頻響或輸出的影響較小。
()設計方法靈活:可適應各種幅度特性及相位特性的要求。
3()硬件容易實現:是一種卷積和運算,可利用快速傅立葉變換4
和其他快速算法來實現。
但是和濾波器相比,濾波器的主要缺點是:達到相同性IIRFIR能指標所需濾波器階數要高很多,其延遲也要比同樣性能的大IIR很多。
設計方法主要有窗函數法、頻率抽樣法和等波紋逼近的最FIR優化等方法。
4.4.3.1窗函數法窗函數法就是用一個已知的窗函數去截取一個理想濾波器的衝擊函數,得到實際可用的濾波器,即FIRh(n)=hid(n)·w(n)()4-52一般hid(n)是已知的,如對於抽取D倍用的理想低通濾波器,則:,ω\/DjωHid(e)=1≤π(){,4-530others這時有:(n\/D)hid(n)=sinπ(n=,±,±,…)()n\/D0124-54π
此時濾波器幾乎所有重要指標都由窗函數決定。通常加窗會第章的數字中頻處理·123·4UOSDR使過渡帶變寬,過渡帶的帶寬取決於窗譜的主瓣寬度;過渡帶兩旁產生肩峰和阻尼餘振,波動幅度取決於窗譜主瓣和旁瓣麵積之比。
改進濾波器的關鍵在於改進窗函數。
為了改善濾波器性能,必須修改窗函數,使其具有更好的FIR窗譜。一個好的窗譜,應滿足以下兩方麵的條件:()主瓣盡可能窄,以使設計出來的濾波器有較陡的過渡帶。
1()第一副瓣麵積相對主瓣麵積盡可能小,即能量盡可能集中2
在主瓣,外泄少。
對任一具體窗函數而言,以上兩個條件互相矛盾,不能同時滿足,隻能根據具體設計指標,選擇一種能兼顧各項指標的相對最佳的窗口。常見的窗函數()有:矩形窗、漢寧窗()、海明窗wnHanning()、布哈()窗、愷撒()窗等,其Hamming-Blackman-HarrisKaiser性能比較見表所示。
4-1表幾種常見窗函數的比較4-1窗名稱主瓣寬度旁瓣峰值衰減最小阻帶衰減旁瓣衰減速度矩形窗\/N\/4π-13dB-21dB6dBOct三角窗\/N\/8π-25dB-25dB12dBOct漢寧窗\/N\/8π-32dB-44dB18dBOct海明窗\/N\/8π-42dB-53dB6dBOct布哈窗\/N\/-12π-57dB-74dB18dBOct愷撒窗可調整可調整可調整可調整其中N為濾波器脈衝響應的長度。用窗函數法設計FIRFIR濾波器的好處是簡單、直觀、便於理解,但設計出來的濾波器往往不是最佳的。
·124·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計4.4.3.2頻率抽樣法窗函數法是從時域出發,把理想的hid(n)用一定形狀的窗函數jω截取成有限長的h(n)來近似hid(n),這樣得到的頻率響應H(e)jω逼近於我們所要求的理想的頻率響應Hid(e)。而頻率抽樣法則jω是從頻域出發,把給定的理想頻率響應Hd(e)加以等間隔抽樣,得:ωk(k)j2πjφH(k)=Hd(e)ω=N=Hkek=,,…,N-011()4-55其中,Hk、φ(k)分別是對幅度函數H(ω)和相位函數φ(ω)的第k個抽樣。再對H(k)做,得h(n)作為所設計濾波器的IDFT單位取樣響應。
N-1
j·k·n\/Nh(n)=1H(k)e2πn=,,…,N-()Nk=0114-56∑0其係統函數為:N-NN-1z-1H(k)()()-n-()Hz=hnz=1-j·k\/N-n=Nk=-e2πz14-57∑0∑01要使具有線性相位,h(n)必須是實序列,且滿足對稱性FIRh(n)=h(N--n),由此推出,H(k)必須滿足以下共軛對稱關係:1
Hk=HN-k,k=,,…,(N-)\/()01124-58φ(k)=-φ(N-k),k=,,…,(N-)\/()01124-59將z=ejω代入式(),得:4-57N-1
jωH(e)=H(k)φ(ω-k\/N)()k=2π4-600
其中,∑(\/)ωN-jω(N-)\/φ(ω)=1·sin2e12()N(ω\/)4-61sin2第章的數字中頻處理·125·4UOSDR式()正是由離散譜求連續譜的內插公式,式()是內4-604-61插函數。所以在各頻率取樣點上,實際濾波器的頻率響應與所要求濾波器的頻響嚴格一致。但是在各頻率取樣點之間的頻率響應則是由各取樣點的內插函數在該處值的疊加而成,必然會有一定的逼近誤差,誤差的大小與樣點的疏密有關,更與相鄰兩樣點值變化的大小有關。理想頻譜曲線越光滑平坦,樣值變化越小,則誤差越小。
采樣點越密,相當於相鄰樣值的變化越小,誤差也越小。
頻率抽樣法的優點是可以直接在頻域設計,物理概念清晰,直觀方便,特別適於設計窄帶選頻濾波器,因為這時隻有少數幾個非零值的H(k),計算量大為降低。隻是截止頻率難以控製,很難滿足對頻域特性要求較嚴的場合。該方法的應用不及窗口法普遍。
4.4.3.3最佳濾波器的設計最佳是指所設計的濾波器的頻率響應H(ejω)在所要求的頻率jω範圍內與理想濾波器Hid(e)之間的最大逼近誤差最小,即所謂的“最大最小”準則意義上,或叫切比雪夫的準則意義上的最佳化。可表述如下:jω-δpH(e)+δpωωc()1≤≤10≤≤4-62jω-δsH(e)δsωAω()≤≤≤≤π4-63其中ωc是通帶截止頻率,δp是通帶內的最大絕對誤差,ωA是阻帶截止頻率,δs是阻帶內的最大絕對誤差。
引入一個固定的加權因子k,使δp=kδs()4-64則有:jω-kδsH(e)+kδsωωc()1≤≤10≤≤4-65jω-δsH(e)δsωAω()≤≤≤≤π4-66·126·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計定義逼近誤差函數為:jω[H(e)-]\/k,ωωcE(ω)=10≤≤(){(jω),4-67HeωAω≤≤π則最大最小(切比雪夫)準則就是:δs={E(ω)}()minmax4-68因此最佳濾波器的設計就轉化為切比雪夫逼近問題的求解。
4.5基於CORDIC算法的正交數字中頻處理器在現代雷達數字接收係統中,正交數字中頻處理器已經成為不可缺少的重要組成部分。這裏的中頻處理器又叫數字下變頻()。由數字混頻器()、數字本振()和低通濾波DDCDDCMixerNCO器()三部分構成,如圖所示。而通常是基於查找表LPF4-18NCO的方式實現的,通過輸入的相位數據來尋址查找表輸出相應的DDS正弦波幅值,如圖所示,然後與乘法器相乘而得到正交檢波數4-19據。經過低通抽取濾波器得到I\/Q基帶數據。
第章的數字中頻處理·127·4UOSDR圖數字下變頻原理框圖4-18圖基於的數字下變頻實現4-19LUT為了滿足高精度(n位)的要求,采用結構的數字下變頻LUT器相應的就需要耗費大量的資源(n×n位)。我們在根據ROM2硬件特性,將算法(FPGACORDICCoordinateRotationDigital)引入設計中,可以看到它不僅可以快速地完成數字ComputerDDC正交檢波,而且無須混頻,即省去了生成I\/Q兩路數據的兩個乘法器,從而大大降低了資源的使用。同時也避免了使用多相濾ROM波法時,I\/Q數據的相差半個采樣點的問題。這樣多通道雷達接收係統的數字部分隻需\/和就可以完成,大大簡化了係統ADFPGA硬件結構,使係統小型化便攜式成為可能。
4.5.1CORDIC原理算法最早是年為轟炸機數字導航CORDIC1959VolderB-58係統中三角坐標關係運算而提出來的革命性算法。算法的基本思想是通過移位和加減迭代運算,替代矢量的旋轉和定向計算中所需要的三角函數(x,x)、乘\/除法、開方x、反三角θ、指cossinarctan數θ等函數,能完成多種超越函數的計算,所以特別適合在eFPGA·128·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計上實現。
圖坐標旋轉4-20CORDIC使一個二維平麵上的矢量旋轉一個特定角度,如圖所示,4-20相當於將該矢量左乘一個矩陣。
Givenséx''''ùéθθùTéxùêúêcossinúêú()êú=êúêú?y''''??-θθ??y?4-69sincos這裏,[x''''y'''']T是[xy]T旋轉θ角度後得到的矢量,式()4-69可以改寫成:éx''''ùéθθùTéxùé-θùéxùêúêcossinúêúê1tanúêúêú=êúêú=θêúêú?y''''??-θθ??y?cos?θ??y?
sincostan1()4-70∞
-i如果將θ分解為θ=ρiθi,其中θi=(),則旋轉公式i=arctan20
可分解成:∑é-iùêéx''''úù∞ê-ρiúêéxúù=θi12êúê-iúêú??i=cos??
y''''0?ρi?y∏21第章的數字中頻處理·129·4UOSDRé-iù∞ê-ρiúêéxúù=K·12()ê-iúêúi=??4-710?ρi?y∏21其中,∞∞K=i=1.()φ-ii=cosi=2≈06072534-7200+∏∏12式()將一次特定角度的旋轉分解為基於的乘加計算,對4-712於定點數而言,隻需要進行移位加權運算。理論上,一個任意角度需要無限次旋轉,但在實際中,旋轉次數與輸入數據的字長有關。
而運算有限字長效應的定量分析,即CORDICe=Rn-RR(δn+θn)+fn()≤4-73式()中,Rn和R分別為有限次迭代輸出值與期望輸出值,4-73δn和θn分別是有限次迭代逼近和角度量化帶來的誤差,fn是舍入誤差。
式()中的ρi用於控製旋轉方向,不同模式有不同的判斷4-71條件。用於角度旋轉的模式稱為圓周模式,有兩種工作方CORDIC式。
()旋轉方式1
將輸入矢量旋轉一定的角度,設輸入矢量為[x,y]T,旋轉角度為z,需要計算:?ìx''''=xz-yz?cossiníy''''=yz+xz()?cossin4-74?
?z''''>0則初始化z為所需的角度,每一步的迭代計算流程為:·130·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計?ìρi=(zi);sgn?-i?xi+=xi-ρiyií12()?-iyi+=yi+ρixi4-75?12?-i?zi+=zi-ρi()1arctan2()向量化方式2
根據輸入矢量,得到輸出y矢量為的旋轉。設輸入矢量為0
[x,y]T,旋轉角度為z,需要計算:ì
?x''''=x2+y2?
?y''''í0()?>4-76y
?z=z+()?0arctanxy
如果初始化z=,則最後可以得到(),每一步計算流00arctanx程為:?ìρi=-(xi)·(yi)sgnsgn?-i?xi+=xi-ρiyií12()?-iyi+=yi+ρixi4-77?12?-i?zi+=zi-ρi()1arctan2從上述的計算流程可以看出,運算可以由一係列如圖CORDIC所示的運算單元級聯構成。
4-21第章的數字中頻處理·131·4UOSDR圖基本運算單元4-21CORDIC可以使用不同的方式用如圖所示的運算器完成4-21CORDIC計算,典型的方法是使用控製狀態機循環迭代處理〔圖()〕,4-22a和全流水線處理〔圖()〕,或者使用狀態機和流水線結合的方4-22b式。
圖沒有給出校正的實現,通常使用一個乘法器進行幅度4-22校正,也可以使用類似的移位相加方式實現校正。
CORDIC()a
·132·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計()b
圖的構造方式4-22CORDIC4.5.2CORDIC-DDC結構從圖可知,正交變換輸出的I、Q分量分別為I(k)4-18DDC=sIF(k)fNCOk,Q(k)=sIF(k)fNCOk,如果寫成下列向量cos2πsin2π形式:éQùéθkθkùéùêúêcossinúê0ú()êú=êúêú?I??-θkθk??sIF?4-78sincos對比式()和式(),我們可以推導出4-694-70CORDIC-DDC結構,如圖所示。
4-23圖結構示意圖4-23CORDIC-DDC當y為中頻采樣信號sIF,x為,z為數字本振的瞬時相角0000θk,則經過運算,可以得到所需的正交I、Q分量。
CORDIC-DDC圖中的AC=1為算法的補償因子,可以當作4-23KCORDIC-DDC第章的數字中頻處理·133·4UOSDR後級濾波器的處理增益而不做校正,或者在濾波器設計時引入校正因子進行補償。
分析式(),可知操作的最大旋轉角度Z為:4-75maxn
z=(-i).(.°)()maxnlim∞i=arctan21743287998834-79→0≈為了將的計∑算角度從擴展到,DDC-99.883°~99.883°-π~π根據實際角度需要,可以在之前預先進行DDCCORDIC-DDC90°旋轉(當θ為正時順時針旋轉,否則逆時針旋轉)。即?ìx=·°+sIF·s·°=sIF·s?00cos90sin90íy=-·s·°+sIF·°=()?00sin90cos9004-80?
?z=θ-s·°090因此,變為(N)次旋轉迭代。為了使CORDIC-DDC+1DDC速度與中頻采樣輸入信號速率匹配,采用如圖()所示的全流4-22b水線結構高速完成算法。
CORDIC-DDC可見隻需要移位、加法操作,以及一個小的值的存儲器,acrtan就可以實現數字下變頻。不僅省去了乘法操作,還避免了節省而造成的相位截斷效應。實現簡單,計算速度快,很ROMCORDIC適合使用的單元實現。在我們的接收機係統FPGALUTUOSDR中就是使用了這種結構,並且獲得了很好的效果。
CORDIC-DDC4.5.3UOSDR中CORDIC-DDC實現在公司的上使用分別XilinxX3C2000-4FPGAISE9.2-SP4采用公司提供的數字下變頻核和方法實XilinxIPCORDIC-DDC現通道正交數字下變頻功能。其中公司的核是采8XilinxDDCIP用查找表方法實現正交檢波處理。表列出了兩種方法在資源4-2和最大運行速度上的比較。
·134·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計表兩種實現方式綜合後占用的資源和運行速度的對比4-2實現方式查找表法DDCCORDIC-DDCBlockRAM16s124MULT18X18s160占用比例Slice52%50%最大運行時鍾頻率122.557MHz169.936MHz使用信號源測試,測試信號為,幅度AgilentE4421B90.0007MHz為,分別對兩種實現方式進行測試,如圖和圖所-40dBm4-244-25示。從圖中可以看出,兩種方法都得到了正確的譜峰位置,但在相同的輸出位數條件下,的信噪比要比方法CORDIC-DDCLUT-DDC高出,可能的原因是方式使用了乘法器作為數字混頻5dBLUT-DDC器,在中的定點運算方式中很可能因為運算位數的限製而導致FPGA溢出,從而減小動態範圍,並加大了舍入誤差,造成了信噪比下降。
圖測試經抽取輸出的頻譜4-24CORDIC-DDC第章的數字中頻處理·135·4UOSDR圖輸出經抽取後的頻譜4-25LUT-DDC4.6UOSDR的數字中頻處理數字中頻處理是軟件無線電技術的核心內容之一。基於軟件無線電思想的近岸超高頻海洋表麵波雷達接收係統的靈活性也是通過數字中頻處理的靈活性體現出來的。在係統中采用單UOSDR片作為數字中頻處理器,完成多路中頻信號的同步並行的中FPGA頻處理。
4.6.1UOSDR的數字中頻處理結構在結合軟件無線電的基本思想,根據雷達係統接收機UOSDR所采用的“一次混頻,低中頻帶通采樣”結構和當今元器件水平,提·136·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計出了基於單片為核心的通道接收機數字中頻處理結XC3S20008構,如圖所示。這個高度集成的緊湊型數字中頻處理器設計4-26為接收機數字係統的進一步小型化打下基礎。
圖通道接收係統數字中頻處理器結構4-268UOSDR天線接收進來的回波信號進入模擬前端,經預選、放大、與本振混頻、多級中放、中頻濾波後得到的中頻帶通信號,實現了90MHz回波的相幹解調,然後經過\/采樣形成位的比特流同AD1440MHz時進入中頻處理器,經過正交相幹檢波、多級和的數DDCCICFIR字抽取變成了慢速基帶信號,然後通過公司的Cypress提高總線通道傳到主機端進行後續數據CY7C68013AUSB2.0PC分析和關聯。
4.6.2中頻帶通采樣從前麵的分析可以看出,軟件無線電思想的一個重要特點就是將\/采樣過程盡量靠近射頻模擬前端。為了減少模擬環境,實現AD一次混頻的結構,就需要在較高的中頻對信號進行數字化,這就要求\/器件具有較高的工作帶寬和較高的采樣頻率。同時為了減AD小模擬前端的增益壓力,還要求\/有較低的分層電平和較大的動AD第章的數字中頻處理·137·4UOSDR態範圍。中\/相關的參數選擇原則是:UOSDRAD()\/采樣率的選擇:\/采樣率的選擇對於整個係統的參1ADAD數設計十分重要。由采用一次混頻、高中頻帶通采樣的接收機結構可知,經過一次混頻相幹解調後回波信號為一個固定中頻的窄帶信號,為此信號進行中頻帶通采樣可以大大降低係統對\/采樣率的AD要求。\/的采樣選擇一般遵循以下原則:AD根據帶通采樣定理,采樣率至少為信號帶寬的兩倍;①
由節的分析可知,要想獲得較高的信噪比,就需要通②3.2.11過適當提高係統采樣率來實現;\/采樣的速率過高的話,會在進行中頻數字處理時為了滿③AD足整個係統高速並行運行而消耗過多的硬件資源,最終使設FPGA計在一個中無法實現;FPGAf
0要滿足式()的要求:fs=4。
④4-9n+21()\/模擬輸入帶寬的選擇,也就是\/器件的模擬輸入帶2ADAD寬至少要大於模擬中頻信號的最大帶寬。
()\/最小分層電平的選擇,即\/分辨率的選擇。\/器3ADADAD件的分辨率越高,所需的輸入信號幅度越小,則對模擬前端總增益量的要求就越小,同時使得接收機的三階節點可以做得更高。\/AD的分辨率選擇一般主要取決於係統要求的動態範圍。對於UOSDR係統,我們將接收機的動態範圍定位,則根據節的分析70dB3.2.11可知,隻有當\/位數達到位時才能滿足要求。
AD14綜合上麵的各種原因,係統選用了公司的UOSDRADI模數轉換芯片,其分辨率達到位,而最高采樣速率可達AD924514,模擬差分輸入帶寬為,完全可以滿足係統要求。
120MSPS500MHz()\/輸出接口的選擇:是個高速並行的邏輯,而4ADXC3S2000·138·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計的數據接口為位並行接口,數據為二進製補碼格式,這AD924514些都為後續編程帶來了方便。
FPGA4.6.3UOSDR中的數字正交檢波為了避免由於模擬I\/Q通道帶來的通道幅項不一致而導致性能下降,並結合當今的技術條件,以及盡量減少係統的複雜程度,係統采用了單通道頻域法實現I\/Q雙通道。單通道處理UOSDR實現等效I\/Q正交雙通道比模擬生成法的信噪比下降了。然3dB而,采用單通道處理的好處同樣也是顯而易見的,這樣既簡化了硬件電路的複雜程度,又避免了由於存在I\/Q通道幅相不平衡造成的不利影響。在係統中采用了基於的正交檢UOSDRCORDIC-DDC波方法,不僅解決了信噪比降低的問題,同時也不再需要生產一對正交的本振序列,同時省去了數字混頻器,為係統後續處理節約了大量硬件資源。
係統的中頻頻率為fo,根據帶通采樣定理及UOSDR=90MHz性能的要求,選擇N,則采樣率fs。據此,可以算出=4=40MHz的目標旋轉角度θ。
CORDIC-DDC將這個角度輸入給流水線中,\/采樣數據CORDIC-DDCAD經過角度旋轉處理的一段延時後,I\/Q兩路數據將連續不間斷地以采樣速率輸出。
4.6.4UOSDR中的抽取濾波的多級實現根據節的分析,在實際設計中,當抽取倍數D很大時,就要4.2求抽取器前的抗混疊低通濾波器的帶寬很窄,所需的濾波器之階數非常高,以至無法實現。多級實現的主要目的就是盡量減少抽取的運算量,其實質是在滿足各級通帶、阻帶容差的前提下,使各級濾波第章的數字中頻處理·139·4UOSDR器的濾波器階數盡量少,從而達到減少計算量的目的。
在係統中,實現多級抽取的結構如圖所示。
UOSDR4-27圖多級抽取的結構圖4-27UOSDRDDC為正交檢波器,和分別表示每級抽取前的抗CORDICCICFIR混疊濾波器。在圖中的每級濾波器下麵標注的是每級濾波器4-27抽取的倍數。中基帶數據率為,所以在的采UOSDR16kHz40MHz樣速率下,需要進行倍抽取來達到設計要求。我們設計了兩個2500級聯的級濾波器,各自的抽取率為倍和倍,然後在進入5CIC5025最後一級補償濾波器中進行倍抽取,總的抽取倍數為FIR250×25倍。
×2=25004.6.5UOSDR的數字中頻處理器性能如前所述,數字中頻處理是整個雷達係統中的核心部件之一。
它的性能直接影響到整個雷達接收機的性能。因為它是連接中頻信號(甚至射頻,當直接射頻采樣時)與基帶解調信號之間的橋梁,所以與\/合在一起,我們也把它們叫作數字前端。
AD與模擬前端對應的,它同樣具有靈敏度、動態範圍等性能指標。
因為是數字處理,當然也包括頻率分辨率、帶寬等相關指標。
在定點、等進行定點處理的數字邏輯中,因為處理DSPFPGA器的運算操作字長是有限的,從而導致許多數字處理算法在Matlab·140·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計浮點仿真的情況與實際定點工作的情況相差甚遠,其主要原因是算法中的乘加積運算使結果飽和,產生了數據截斷,乘加運算次數或級數越多,數據溢出的可能性也大,從而誤差也就越大。同樣數字前端的數據輸出位數也限製了數據表示範圍。
針對這些問題,我們對數字前端進行了靈敏度、動態範圍、雙音信號、大信號阻塞等測試。這些指標與采用的雷達體製、後續數字處理方法有密切關係。但是,為了得到數字接收機的實際UOSDR性能,這裏我們使用實驗室成熟的信號處理流程,對其進行度量。
4.6.5.1靈敏度測試數字前端的靈敏度與\/的分層電平息息相關。采用信號源AD直接輸入不同幅度的信號給數字前端,經過正交數字90.00025MHz下變頻後,進行距離分辨和多普勒分辨。通過距離和多普勒的分辨來判定數字前端的靈敏度。
圖輸入為的距離譜4-28-10dBm第章的數字中頻處理·141·4UOSDR圖輸入為的距離譜4-29-40dBm圖輸入為的距離譜4-30-80dBm·142·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計圖輸入為的距離譜4-31-90dBm圖輸入為的距離譜4-32-100dBm第章的數字中頻處理·143·4UOSDR圖輸入為的距離譜4-330dBm從圖到圖可以看出,當中頻數據在4-264-33-20~時,距離譜的信噪比都大於。而當輸入為-90dBm10dB-100dBm時,輸入信號在距離譜上已無法分辨,如圖所示。同樣當輸入4-32為時,由圖可知,數字前端溢出,出現非線性失真。
0dBm4-334.6.5.2雙音測試輸入不同頻率的兩個相同幅度的中頻信號。
圖頻差為的兩個等幅信號的距離譜,幅度為4-341kHz-40dBm·144·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計圖頻差為的兩個等幅信號的距離譜,幅度為4-35250Hz-40dBm圖頻差為的兩個等幅信號的距離譜,幅度為4-363.25kHz-80dBm圖到圖給出了不同等幅、不同頻差的雙音信號的4-344-36距離譜。
4.6.5.3數字中頻處理器的動態範圍在雷達接收機中,由於近處回波與遠處回波同時到達,近處的強回波使整個輸入功率增大,經過數字前端的增益,可能導致遠處第章的數字中頻處理·145·4UOSDR的微弱回波淹沒在近處強回波的噪聲中而無法分別。我們定義小信號可分辨的前提下,最小與最大信號的強度差為數字前端的動態範圍。
我們在測試時,選擇了不同幅度的兩個等頻差的信號作為信號輸入,測試結果如圖到圖。
4-374-40圖幅度差為時的距離譜,小信號幅度為4-3720dB-80dBm圖幅度差為時的距離譜,小信號幅度為4-3840dB-80dBm·146·超高頻海洋表麵動力學參數探測雷達係統設計圖幅度差為時的距離譜,小信號幅度為4-3950dB-80dBm圖幅度差為時的距離譜,小信號幅度為4-4020dB-90dBm從圖到圖可以看出,隨著幅度差的不斷增大,信號4-374-40的距離譜上的小信號逐漸被大信號的噪聲淹沒了。於是可得,的數字中頻處理器的動態範圍大於。但當輸入小信UOSDR40dB號幅度接近數字前端的靈敏度時,同樣小信號很容易被其他信號淹沒,所以建議輸入信號應該控製在之間。